新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析_稳压电源原理

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新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析

交流稳压电源形式有很多种，目前应用较多的三相柱式交流稳压器，由于 用的是机械传动和碳刷触点进行调节，因而存在工作寿命短、可靠性差、动态响 应慢等缺点。正在被一种无触点多补偿变压器式交流稳压电源所取代。

图1 “补偿”的概念有补足和抵消两种意思。所谓多补偿变压器式交流稳压电源， 就是用多个（一般是2～4个）补偿变压器，将其次级串入主电路中，通过由双向 晶闸管或固态继电器组成的“多全桥”变换电路，采用有选择的切换或通过切换串 入补偿变压器的个数进行有级补偿，来达到稳压目的。由于没有机械传动和碳刷， 因而提高了寿命与动态反应速度，使交流稳压电源的整体性能大大提高。但也存 在着一些缺点，诸如只能有级调压，调节精度不高，使用的补偿变压器及控制开 关较多，电路相对复杂等。本文取其优点、避其缺点，提出了用等脉宽调制 （EPWM——equal  pulsewidthmodulation）高频斩波器进行补偿的交流稳压电源 以供参考。它是作者曾经研制和发表过的“PWM斩波器式交流稳压电源”的一种 改进变形电路（参见电源世界2002年第1期及电源技术应用2002年第3期），比原 电路更简单，也更合理一些。

图2 1 工作原理 EPWM斩波式交流稳压电源的简化原理电路如图1所示。它是由主电路和 控制电路两部分组成的。主电路是由EPWM桥式斩波器V1～V4及其输出变压器 Tr、直流整流电源VD1～VD4和输出交流滤波器LF、CF组成。桥式斩波器通过 其输出变压器Tr的次级串联在市电电源与负载之间，以便对市电电压的波动进行正、负补偿。桥式斩波器输出电压中的谐波，由滤波器LFCF来滤除。桥式斩波 器所需的直流电源，由取自稳压电源输出端的市电电源，通过整流器VD1～VD4 来供给。这里应该指出的是，EPWM桥式斩波器V1～V4并不是工作在逆变器状 态，而是工作在桥式斩波器状态。这是由它的EPWM工作方式、直流电源电压波 形和直流电容Cd值的大小及其功能来区分的。如图2所示，桥式斩波器的直流电 压，不是通过电容Cd把整流电压滤波成恒定的平滑直流电压，而是仍然为单相 桥式整流电压的波形。直流电容Cd不再具有直流滤波功能，而只是为了创造一 个续流通路而设置的。对于感性负载，在一个斩波开关周期内续流的能量是很小 的（由于斩波频率较高），所以Cd的值也很小，Cd的充放电速度很快，不会影 响整流电压的上升或下降速度，使Cd上的电压与不滤波的整流电压波形相同。

也就是说，由于电容Cd的值很小，它只允许续流电流通过，不再具有直流滤波 功能，因此对整流波形不产生影响。这就说明桥式斩波器是工作在EPWM斩波状 态，而不是工作在逆变状态。斩波式交流稳压电源的控制电路，是由市电输入电 压整流检测电路、比较电路、EPWM电路和桥式斩波器开关V1～V4工作状态的 切换和触发电路组成。在市电电压整流检测电路中，加入对滤波电感LF上的电 压检测，是为了减小滤波电感LF的电抗对稳压精度的影响。

EPWM斩波器式交流稳压电源工作原理如图1所示。当市电电压波动时， 通过对市电输入电压us及滤波电感LF上电压的整流检测电路，得到电压信号 US.L，将US,L与基准参考电压Ur进行比较，得到误差电压ΔU。当US,LUr时（市 电电压上波动）得动＋ΔU，＋ΔU使EPWM调制器中的比较器U2不能工作，只能 使比较器U1工作，＋ΔU通过与三角波uc在U1中进行比较，在＋ΔU大于三角波 的部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中 的开关管V1～V4进行控制，在其输出变压器Tr次级产生负补偿电压－uco，使负 载电压UL=US－Uco=Ur；
当US,LUr时（市电电压下波动）得到－ΔU，－ΔU使 EPWM调制器中的比较器U1不能工作，只能使比较器U2工作，－ΔU通过反相器 与三角波uc在U2中进行比较，在ΔU大于三角波部分产生出EPWM脉冲信号，此 信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1～V4进行控制，在其 输出变压器Tr次级产生正补偿电压＋uco，使负载电压UL=US＋Uco=Ur。

图3 对市电电压的正、负补偿，是通过状态切换触发电路，切换桥式斩波器中开 关管V1～V4的工作顺序来实现的。如果对应于市电的正半周让V1及V4导通，对 应于市电的负半周让V2及V3导通，是对市电电压进行正补偿，如图2中的虚线路径所示。对应于市电正半周让V2及V3导通，对应于市电负半周V1及V4导通，就 是对市电电压进行负补偿，如图2中点划线路径所示。

采用图2所示主电路对市电电压波动进行补偿的关键有两点：一是 EPWM；
二是电容Cd的值要小到不影响整流电压ucd的变化，即使Cd小到不再具 有直流滤波功能。

2 EPWM调制及正弦斩波电压的生成 图1所示交流稳压电路的EPWM，与正弦斩波电压的生成如图3所示。其中 图3(a)为整流器VD1～VD4的交流输入电压波形，图3(b)为直流电容Cd上的电压 波形，图3(c)为EPWM，图3(d)为EPWM产生的桥式斩波器中开关管V1～V4的触 发脉冲波形，图3(e)即为EPWM正弦斩波电压波形，图3(f)为Tr初级补偿电压波形。

EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出来的。其原理是采用 用直流形式表示的误差电压ΔU与三角波电压uc进行比较如图3(c)所示，在直流误 差电压ΔU大于三角波电压的部分产生出等脉宽调制脉冲，如图3(d)所示。

用图3(d)的等脉宽调制脉冲去触发桥式斩波器中相应的开关管V1～V4，就 可以在桥式斩波器的两桥臂中点a和b之间产生出EPWM正弦斩波电压波形，如图 3(e)所示。经过滤波器LFCF滤波后，就可以在变压器Tr初级得到正弦补偿电压 uab1，如图3(f)所示。uab1在Tr次级产生补偿电压uco。当对市电电压进行正补偿 时，补偿电压uco与市电电压相位相同；
当对市电电压进行负补偿时，补偿电压 uco与市电电压相位相反。图3是针对正补偿情况画出来的，对负补偿也可以画出 相应的波形图。

对于图3(e)所示的EPWM正弦斩波电压波形，为了使此波形具有半波奇对 称，和四分之一波偶对称，以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐 波，使载波比N=fc/f=4k，即三角波频率fc为市电频率f的4整数倍。调制比 M=Δt/TΔ=ΔU/Ucm，Δt为脉冲宽度，TΔ=1/fc为三角波周期、Ucm为三角波幅值， 如图3（e）所示。可知，M=Δt/TΔ就是EPWM正弦斩波电压波形的占空比D，即 M=Δt/TΔ=D。

载波三角波的方程式为 当调制电平为ΔU时，可求出触发脉冲起始点ti和终止点ti＋1的方程式。则脉冲宽度为 式中：TΔ=2π/N。

各触发脉冲的起始角和终止角的数值为 …… 由图3(e)可以看出，EPWM正弦斩波电压波形是镜对称和原点对称，因此， 在它的傅里叶级数中将不包含余弦项和正弦项中的偶次谐波，只包含正弦项中的 奇次谐波，即 对于基波，n=1。由于被EPWM斩波的波形是正弦波，即f(ωt)=Umsinωt， 所以 对于谐波，则 所以EPWM正弦斩波电压的傅里叶级数表示式为 考虑到Tr的变比ξ:1，补偿电压uco表示式为 用LFCF滤除高次谐波后得到补偿电压为 由式（8）中的谐波幅值(Um/kπ)sinkDπ可以算出，当载波三角波频率 fc=10kHz，N=200，D=0.1～0.9时，基波与各次谐波的幅值如表1所列。基波和各 次谐波与调制比亦即占空比D的关系曲线如图4所示。可知EPWM正弦斩波电压 的谐波频率与载波比N成正比，N越大谐波频率越高，所需的滤波器LFCF的参数 值也越小。所以，根据表1及图4可以计算LF及CF的值。

表1 基波与各次谐波的幅值（fc=10kHz，N=200） 图4 3 对市电电压波动的补偿与Tr容量 当市电电压us波动时，将会引起负载电压uL的波动。为了保持uL稳定不变， 必须用补偿电压uco对市电电压的波动进行补偿。当UsUr时须进行负补偿，使Us －Uco=UL=Ur；
当UsUr时须进行正补偿，使Us＋Uco=UL=Ur，所以 UL=US±Uco=Ur （11）正补偿时取正号，负补偿时取负号。

假定补偿变压器Tr的变比为ξ：1，桥式斩波器的输出电压基波为 uab1=DUmsinωt 则 Uco=(Uab1/ξ) （12） 将式（12）代入式（11）得 UL=US±(1/ξ)Uab1 （13） 桥式斩波器的基波输出电压 Uab1=DUL （14） 将式（14）代入式（13）得 UL=US±(D/ξ)UL （15） 或UL  UL+(D/ξ)UL=US，UL(1+D/ξ)=US UL=(Us)/(1+D/ξ) （16） 正补偿时取正号，负补偿时取负号。当占空比D=1时，最大正、负补偿电 压由式（12）得 Uco,max=(UL/ξ)（因为此时Uab1=DUL=UL）。

当市电电压的波动范围为±15％时，最大补偿电压 Uco,max=0.15UL=(UL/ξ) （17） 由于补偿变压器Tr初次级匝比为 ξ=1/0.15=6.667 （18） 而补偿变压器次级电流，即市电输入电流 Is=P/Us （19）式中：P为市电输入功率。

补偿变压器初级电流，即桥式斩波器输出电流 Ich=Is/ξ （20） 即桥式斩波器的斩波开关管的额定电流，只有市电输入电流IS的1/ξ。因 而补偿功率 Pco=Uab1Ich=DUL(Is/ξ)=(DPUL)/ξUs （21） 当US=UL时，D=0，补偿功率Pco,min=0；
当Us,min=(1－0.15)UL=0.85UL 时，D=1，则补偿功率Pco,max= 可以根据Pco,max来选择补偿变压器Tr的容量。

4 单相EPWM斩波器式交流稳压电源 单相EPWM斩波器式交流稳压电源的原理电路如图5所示，此电路只是为 了说明原理而采用的。它由5个部分组成，即主电路，市电电压检测电路，正、 负补偿控制电路，三角波发生器电路和正、负补偿切换触发电路。主电路的组成 与工作原理前面已经作过了介绍，下面仅对其余4个部分作一简单说明。

4.1 市电电压检测电路 市电电压的检测电路，由两个相同的变压器Tr2、Tr3及二极管VD9～VD12， Cd2组成。市电电压检测的采样点取法，对稳压精度影响很大。如果采样点取自 输入端，检测市电输入电压，对补偿电压的稳定性是有利的，但不能补偿因变压 器Tr1次级漏抗及滤波电感LF电抗引起的电压降，补偿精度差；
如果采样点取自 输出端，检测输出负载电压，这样可以对Tr1次级漏抗及LF电抗引起的电压降进 行补偿，但补偿后由于UL=Ur就不能继续保持Tr1次级补偿电压uco的存在，出现 补偿不稳定现象；
如果像多个补偿变压器无触点补偿式交流稳压电源那样，采样 点取自输入端与输出端，对市电输入电压与负载电压同时检测，然后将它们相加 并除以2，即(Us+UL)/2，当IS≠0时，如果令Tr1次级漏抗XT与LF电抗XL之和XT ＋XL=X，则US－XIS=UL，所以(Us+UL)/2=(Us+Us+XIs)/2=US－(XIs)/2。由此 可知这种检测法虽然可以对因X而造成的电压降进行补偿，也不会出现补偿不稳 定现象，但只能补偿一半的XIS，还有一半XIS不能进行补偿。比较好的检测法是采样点取自输入端，检测市电输入电压US及检测X上的电压降XIS，用US－XIS 作为检测到的电压。这样，既能保证补偿电压的稳定性，也能使补偿的精度提高。

图5所示的单相稳压电路，就是采用了这种电压检测电路。

图5 串联补偿变压器的次级漏电抗XT，一般为Tr1容量的（3～5）％。而Tr1的 容量与市电电压的波动范围有关，当市电电压波动范围为±15％时，Tr1的容量仅 为稳压电源标称容量的17.6％。所以，补偿变压器Tr1折算到负载额定电压Ur的 次级漏抗压降标么值为 XTIS=(0.03～0.05)×0.176=0.00528～0.0088 XTIS的值很小，可以认为XTIS≈0，此时只需对LF电抗XL引起的电压降进 行补偿就可以了。在图5中，变压器Tr2检测的是市电输入电压US，变压器Tr3检 测的是LF上的电压降，用Tr2及Tr3的次级电压相减后再进行整流，就可以得到反 映US－XLIS数值的直流电压USL。

4.2 对市电电压波动进行正负补偿的控制电路 对市电电压波动进行正、负补偿的控制电路，由图5中比较器U1、U2，比 例放大器PI1、PI2，及EPWM比较器U3、U4，和基准电压给定电路R3～R5组成。

它分成上下两个支路，上支路由U1、PI1、U3组成，用于对市电电压的负波动进 行正补偿控制；
下支路由U2、PI2、U4组成，用于对市电电压的正波动进行负补 偿控制。与此相应基准电压给定电路也给出了两个基准电压给定值Ur1及Ur2。

Ur1对应于市电电压的218V；
Ur2对应于市电电压的222V。当市电电压US218V 时上支路工作，下支路不工作，USL与Ur1在U1中进行比较，产生出正误差电压 ＋ΔU，＋ΔU经过PI1放大后与三角波uc在U3中进行比较，产生出使桥式斩波器 对市电电压进行正补偿的控制。当市电电压US222V时下支路工作，上支路不工 作，USL与Ur2在U2中进行比较，产生出正误差电压＋ΔU，＋ΔU经过PI2放大后 与三角波uc在U4中进行比较，产生出使桥式斩波器对市电电压进行负补偿的控 制。基准电压给定电路给出两个基准电压（Ur1=218V与Ur2=222V）的目的，是 为了当市电电压US在218V～222V之间时不使稳压电源工作，以避免市电电压US 在（220±2）V区间内稳压电源产生正负补偿振荡，使输出电压不稳定，这一点 在图1中没有表明。这里需要指出的一点是，图5中运放PI1和PI2的放大倍数，与 补偿变压器Tr1的初次级变比ξ1：1、检测变压器Tr2、Tr3（两个变压器完全相同）的初次级变比ξ2：1、三角波的电压幅值Ucm及市电电压的幅值Um有关。PI1及 PI2的放大倍数 4.3 三角波发生器电路 三角波发生器电路由一个方波电压发生器（U7）和一个积分器（U8）组 成，如图5中U7及U8所示，这种电路在UPS中是常用的。三角波频率与方波电压 发生器的频率相同，当方波电压发生器中的电阻R8=0.86R9时，三角波频率 fc≈1/（1/2R10C2） 4.4 状态切换触发电路 状态切换与触发电路如图5下部电路所示。它是由脉冲变压器Tr4、Tr5、 Tr6、Tr7及其下面的两个三极管组成的。图中U9、U10是将市电电压变换成与其 相对应的正、负半周方波电压。U9得到与us正半周相对应的方波电压，U10得到 与us负半周相对应的方波电压。电路的切换采用的是三极管与门的工作原理，触 发电路采用的是脉冲变压器输出形式，当然也可以采用光耦的输出形式。切换电 路有两组输入信号，每组两个输入信号，即正补偿与负补偿，正半周方波与负半 周方波。因此，应有4组触发电路，即由Tr4、V5、V6组成的正补偿正半周触发 电路；
由Tr6、V9、V10组成的正补偿负半周触发电路；
由Tr7、V11、V12组成 的负补偿正半周触发电路和由Tr5、V7、V8组成的负补偿负半触发电路。每一种 触发电路，只有当脉冲变压器下面的二个三极管同时导通时才能输出触发脉冲。

脉冲变压器下面的两个三极管，其中一个受正负补偿信号的控制，另一个受正负 半周方波电压的控制。因此，四种触发电路对应于市电电压的每半个周期中，只 有一种触发电路输出触发脉冲，其它3种触发电路不工作。由于正负方波电压的 加入，4种触发电路之间每半个周期转换一次，而且转换是在市电电压过零时进 行。因此，触发电路的切换不会对输出产生冲击。

4.5 稳压补偿过程 空载时假定USUr，则正补偿控制电路工作，并使V6、V10导通。在市电 电压正半周，U9使V5、V11导通。由于V5、V6导通，Tr4输出触发脉冲，使斩波 桥中V1、V4导通。在市电电压负半周，U10使V7、V9导通，由于V9、V10导通， Tr6输出触发脉冲，使斩波桥中V2、V3导通，对市电电压进行正补偿。补偿电压 Uco的大小，与Ur1－USL=ΔU的大小成比例。如果此时加载，IS≠0，则Tr3检测的电压降XIS使US减小，因而ΔU增大，补偿电压Uco也相继增大，以达到US＋ Uco=UL=Ur的补偿目的。

当USUr时，稳压补偿过程与USUr时相似，不再重复。

5 三相EPWM斩波器式交流稳压电源 三相EPWM斩波器式交流稳压电源，可以用三个如图5所示的单相电路组 成。由于三相是各自独立地进行稳压补偿控制，所以，还可以对市电输入电压的 不对称度进行补偿。

6 结语 按照上述原理制成了一台2.5kVA样机，当输入电压变化范围为±15％时， 输出电压的变化±1％，谐波含量2.3％。

这种稳压电源的特点是体积小、重量轻、稳压精度高、反应速度快、是无 级补偿、电路简单。当市电电压在218～222V时，稳压电源不工作，不耗电，电 源损耗小，效率高。但只能补偿市电电压的大小变化，不能补偿谐波。